LM2717功能简介

LM2717是美国国家半导体公司推出的一款全新的高性能DC/DC变换器，内含2个降压脉宽调制(PWM)直流/直流变换器，其中一个专门用来提供固定输出3.3 V电压，另一个专门用来提供可调输出电压。2个变换器都设有导通电阻(RDSON)只有0.16 Ω的内部开关，确保转换效率最高，工作频率可以在300 kHz~600 kHz调节，系统可以采用较小巧的外部元件。每个变换器也可以用其关闭引脚单独关闭。该电路可广泛应用于薄膜晶体管液晶显示器(TFT-LCD)、测控装置、便携式产品和膝上电脑.LM2717-ADJ是国半公司设计的是一种由两个PWM降压式转换器组成的双输出、电压可调的IC。该器件主要特点：

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  第1路降压式转换器的内部开关管的开关电流可达2.2A（R DS(ON) =0.16Ω）；

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  第2路降压式转换器的内部开关管的开关电流可达 3.2A（RDS(ON)=0.16Ω）；

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  输入电压范围4～20V；输出电压可由两外设电阻设定，最低电压为1.267V；

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  开关频率可设定在300～600kHz范围内；

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  内部有输入欠压保护及过热保护；

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  24引脚TSSOP封装；

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  工作温度范围-40℃～+125℃。
  
  LM2717引脚图
  LM2717-ADJ的引脚排列如图1所示，各引脚的功能如图1所示。
  
  图1 LM2717-ADJ的引脚排列

  
  PGND(1，2，11，12)：电源地，AGND和PGND必须直接连在一起。
  AGND(3,9，10)：模拟地，AGND和PGND必须直接连在一起。
  FBl(4)：固定降压输出电压的反馈输入端。
  VC1(5)：固定降压补偿网络连接引脚，接至电压误差放大器的输出端。
  VVG(6)：带隙连接端。
  VC2(7)：可调降压补偿网络连接引脚，接至电压误差放大器的输出端。
  FB2(8)：可调降压输出电压的反馈输入端。
  SW2(13)：可调降压电源开关输入端。开关连接在VIN引脚和SW2引脚之间。
  VIN(14，15,23)：模拟电源输入端。VIN引脚应该直接连在一起。
  CB2(16)：可调降压变换器自举电容器连接引脚。
  SHDN2(17)：可调降压变换器的关闭引脚。低电压时激活。
  SS2(18)：可调降压软启动引脚。
  FSLCT(19)：转换频率选择输入端。利用一只电阻器可在300 kHz~600 kHz范围内设置频率。
  SSI(20)：固定降压软启动引脚。
  SHDNl(21)：固定降压变换器的关闭引脚。低电压时激活。
  CBl(22)：固定降压变换器自举电容器连接引脚。
  SWl(24)：固定降压电源开关输入端。开关连接在VIN引脚和SWl引脚之间。
  LM2717主要技术参数

  
  有关参数（典型值）

  
  静态电流I Q=2.7mA；

  
  基准电压V BG=1.267V；

  
  输入电压V IN为4～20V；

  
  开关电流限制值：第1路为2.2A，第2路为3.2A；

  
  频率设定是电阻R F：R F=4.64kΩ时，F SW=300kHz；

  
  R F=2.26kΩ时，F SW=600kHz；关闭控制：

  
  电源正常工作，VH>1.8V；

  
  电源关闭，NL<0.7V；

  
  输入电压V IN低于3.6V时低压锁存；

  
  输入电压V IN高于3.8V时正常工作。

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  LM2717内部结构及工作原理
  图2所示为LM2717的内部结构框图。该器件有专门的保护电路，正常工作时，该电路对LM2717具有保护功能。当器件温度过高时，热关闭电路会切断电源。OVP比较器在电源启动和关闭期间保护电源装置，防止器件在最小输入电压下工作。OVP比较器被用来防止输出电压在没有负载情况下上升，允许在满载条件下的全脉宽调制(PWM)。当电源电流达到10μA时，该器件会使变换器工作在关闭模式。
  
  该器件内含电流模式的脉宽调制降压调节器。降压调节器逐步把输入电压降低为一个较低的输出电压。在导通模式下(当电感电流在稳定状态下恒不为零时)，降压调节器有两个工作周期。电源开关连接在VIN和SWl、SW2引脚之间。
  在第一个工作周期里，晶体管关断，二极管反向偏置。能量贮存在电感中，负载电流由COUT和通过电感增加的电流提供。在第二个工作周期中，晶体管导通，二极管正向偏置，由于电感电流不能瞬间改变方向。贮存在电感中的能量转移到负载和输出电容器。这两个周期的比率确定输出电压，输出电压可近似地定义为：
  
  式中，D是开关的占空因数，D和D’为设计计算时需要。

  
  
  LM2717典型应用电路
  LM7217-ADJ的典型应用电路如图3及图4所示。图3是一种输入17～20V，输出15V及3.3V的应用电路；图4是在相同输入电压下，输出5V及3.3V的应用电路。这两个电路的基本参数都相同，主要差别在设定输出电压到反馈端的电阻分压器的阻值不同。图3、4中的C BOOTx（x值是1或2）是自举式升压电容器，它可以提高驱动器的电压，保证N-MOSFET有足够的VGS电压，如图5所示。在上电的瞬间，从VIN→D→C BOOST→LX→C OUTX到地的电流给C BOOST及C OUTX(包括C OUTXA)充电，由于C BOOST<<（C OUTX+C OUTXA）,所以V IN的电压大部分降在C BOOST上。C BOOST上的电压V CBOOST等于驱动器电压V DRI，保证了N-MOSEFT的V GS电压值。

  
  
  图3 输出15V及3.3V的应用电路

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  图4 输出5V及3.3V的应用电路
  
  图5 自举升压电路
  
  

  
  

  
  LM2717应用电路关关键元器件参数计算与选择
  1 输出电压的设定
  输出电压V OUT与图1、2中的反馈电路分压电阻R FB1(3)及R FB2(4)有关，其关系式为：
  V OUT=(1+R FB1(3) /R FB2(4) )×1.267V （1）
  现R FB2(4)设为20kΩ,则在要求的V OUT下可求出R FB1(3)值。例如，V OUT要求3.3V，R FB2设为20kΩ,按上式可求得R FB1为32.09kΩ，可取33kΩ（图中R FB1=36.5kΩ、R FB2=20.4kΩ，则按公式计算出V OUT=3.53V，这考虑是在有负载时，输出电压有下降的原因，将电压提高了0.23V）。
  2 输入电容C IN及输出电容C OUT选择
  输入电容要选择等效串联电阻（ESR）小的铝电解、钽电解电容或陶瓷电容。电容要根据其纹波电流尺寸大小来选择。纹波电流I RIPPLE与I OUT、V OUT、V IN有关，其关系式为：
  （2）
  例如，I OUT=2A、V OUT=3.3V、V IN=17V，则可求得I RMS=0.79A。则可从电容器样本上找到耐压为25V、允许纹波电流大于0.79A的电容器即可。
  输出电容除要满足纹波电流要求外，还要求满足输出纹波电压的要求，一般可根据要求的纹波电压V RIPPLE来确定C OUT的容量大小，其关系式为：
  V RIPPLE=I RIPPLE(E SR+1/8F SW×C OUT) （3）
  式中，I RIPPLE为纹波电流、ESR为输出电容的等效串联电阻、F SW为开关频率。C OUT应选ESR小、允许纹波电流大的OS-CON或POSCAP（有机聚合物为电解质的铝或钽电解电容）。输出电容往往再并联一个小容值的陶瓷电容，可滤去高频纹波电压。
  3 肖特基二极管（D1、D2）的选择
  肖特基二极管的耐压要大于最大输入电压25%以上，额定整流电流要等于最大输出电流。
  4 电感器L1及L2的选择
  电感器L1及L2下式计算：
  L1或L2=（V IN-V OUT）V OUT/V IN×I RIPPLE×F SW （4）
  例如，V IN=17V、V OUT=3.3V、I OUT(max) =2A、I RIPPLE=0.6A、F SW=300kHz，则L1或L2为14.8μH（计算值），可取标准值22μH。式中，I RIPPLE取I OUT(max)的30%作估算值，若I OUT(max) =2A时，则I RIPPLE=0.6A。电感器的饱和电流要大于1.2×I OUT(max) ，且要选其直流电阻小的电感器（≤0.2Ω）。
  5 软启动电容的选择
  软启动的目的是防止启动时的大冲击电流的产生，方法是通过向外接软启动电容CSS充电。软启动时间TSS与CSS及充电电流ISS的关系为：
  T SS=C SS×0.6V/ ISS （5）
  一般T SS取3ms，I SS的典型值为9μA，则CSS可取47nF。
  
  在实际使用中，只要按输出电压来计算R FB1(3)及R FB2(4)，其它元器件可按图1、2的参数选择即可，不必一一计算。例如，图中D1、D2肖特基二极管用的型号MBRS240是耐压40V、额定正向整流电流是2A的。若此器件找不到，MBR350（额定正向整流电流是3A，耐压50V）也可代用。输入、输出电容的纹波电流按30%I OUT(max)来估算，选电容器的允许纹波电流大于30%I OUT(max)的即可；另外，选ESR≤50mΩ的为好。